[实用新型]一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路

说明书

技术领域

本实用新型属于同步整流功率变换器技术领域，具体涉及一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路。

背景技术

目前，在开关功率变换电路中，使用磁性元件实现电能的变换；在隔离型变换器中，使用变压器实现输入与输出的电气隔离和电能变换；在非隔离型变换器中，使用电感进行电能的变换。当功率MOS管开通时，输入电压加在磁性元件两端，能量被存入磁性元件中；当功率MOS管关断时，磁性元件通过整流二极管向输出端放电，能量从磁性元件中转移到输出。以传统反激式电路为例，图1(a)是传统的反激式转换器原理图，在功率MOS管M1导通时，输入电压加到变压器初级线圈的两端，而此时变压器次级使二极管D1反偏，负载由输出电容CL提供电能，同时变压器的初级存储磁能；而当功率MOS管M1关断时，变压器上的磁能转换成次级线圈上的电流，向负载提供电能。

采用整流二极管的传统功率转换器存在一些缺点。理想情况下，输出整流二极管的导通压降为零，但实际整流二极管存在约为0.7V的导通压降，所以当输出端有电流产生时，传统反激电路中的整流二极管会有较大的功率损耗，影响变换器效率，有效的解决办法是采用精确控制的同步整流管代替整流二极管，进而减小二极管带来的导通损耗。图1(b)表示原边功率开关管控制信号PWM、励磁电感电流和副边整流二极管两端压降随时间周期变化的波形。

同步整流功率变换器的特点在于，其包含两个开关功率器件，一个为主功率管，另一个为同步整流管。主功率管的开关决定了开关功率变换器中磁性元件的充能过程，同步整流管需要根据主功率管的开关相应地进行开关动作，即在主功率管导通时，同步整流管应当关断，当主功率管关断后，同步整流管应当立即导通一段时间，导通的时间长度需要根据具体电路的工作情况确定。

随着同步整流管的引入，也带来一些新的问题。在功率变换器的实际应用中，按照正常工作时励磁电感电流是否连续，可以分为两种模式：连续导通模式CCM和断续导通模式DCM。由于DCM模式可以有效缩小电感体积进而有利于电子产品小型化，现在的功率变换器普遍工作在DCM模式下。如图2(a)所示，在DCM模式下，在功率变换器副边采用同步整流管代替整流二极管，从而减小导通损耗。为了实现同步整流管的精确控制，需要检测同步整流管漏极的电压跳变情况来实现同步整流管的导通与闭合，如图2(b)所示，理想情况下(指没有提前或延迟关断)，当原边功率管关断时，同步整流管应该在其两端电压为零时打开，并在流过它的电流降为零时关断。在实际情况中，当原边功率管关断、副边导通瞬间，检测点电压跳变幅度很大，易于检测，从而能精确实现同步整流管的导通控制；当副边输出电流过零瞬间，由于检测点电压接近于零，并且电压变化率较小，为同步整流管的关断检测带来一定难度，此时的信号小，造成过零点检测的误差较大，可能造成同步整流管提前或延迟关断两种情况，从而造成额外的导通损耗，其中：

如图2(c)所示了副边同步整流管提前关断(指零电流点之前关断)时，检测点(同步整流管漏极)电压波形图。当同步整流管提前关断时，此时的副边电流没有降为零，所以剩余时间内，电感电流会流经同步整流管的体二极管D1，产生一个远大于同步整流管导通电压的压降(约为0.7V)，并维持t_early的时间，从而造成额外的导通损耗。

如图2(d)所示了副边同步整流管延迟关断(指零电流点之后关断)时，检测点(同步整流管漏极)电压波形图。如前文所述，理想情况下，同步整流管应在电感电流降为零瞬间关断，但是，由于零电流检测电路和同步整流管控制逻辑引入的环路延迟，同步整流管滞后关闭期间会产生反向电流，并且反向电流会随着延迟时间增加而增大，进而造成更多的能量损耗。

所以，必须精确控制同步整流管的导通和关断以提高功率变换器的效率。然而，电流过零比较器的输入失调电压和同步整流管栅极控制逻辑的环路延时会给同步整流管的精确控制带来一定难度。图2(b)～图2(d)分别表示了以上三种情况下，原边功率开关管控制信号PWM、同步整流管栅极控制信号SR、励磁电感电流和副边整流二极管两端压降随时间周期变化的波形。

现有技术实现副边同步整流管的精确控制存在一些缺点。目前，常见的有两种技术方案，第一种是不在同步整流管控制逻辑中添加任何补偿电路，让同步整流管在每个开关周期内都提前关断，固定损失一部分能量以获得系统工作的稳定性；第二种是在同步整流管控制逻辑中添加补偿电路，但所用的补偿技术需要利用双向计数器等结构，实现复杂、成本高、控制精度有限。

发明内容