[发明专利]温度自适应带隙基准电路

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路，特别涉及集成电路中的带隙基准产生电路。

背景技术

模拟电路广泛的包含电压基准和电流基准。最常用的就是带隙基准。这种基准是直流量，它与电源和工艺参数的关系很小，但与温度的关系是确定的。产生基准的目的是建立一个与电源和工艺无关，具有确定温度特性的直流电压或电流。现有技术的带隙基准电压源，自上世纪80年代首次发明以来，在各种模拟集成电路中得到了广泛的应用。然而，即使工艺匹配良好的带隙基准电压源也有它使用的局限性，这种局限性来源于输出电压对温度的非线性敏感性。这种温度的非线性敏感性可以由图1所示的传统带隙基准电压源进行说明，尽管图1所示电路几乎是所有带隙基准电压源的原型，但是它的输出电压就算在设计得非常匹配的情况下，也会由于输出电压V_REF温度曲线的曲率，在20～100℃左右有35ppm的温度偏差。这种偏差在许多应用中仍然是不可忍受的。图1所示的带隙基准电压源包括第一寄生管Q1、第二寄生管Q2、由场效应晶体管(NMOS场效应晶体管)MN1构成的输出模块、运算放大器OP构成的调整模块以及由第四电阻R4、第三电阻R3、第二电阻R2和第一电阻R1构成的电阻网络。第四电阻R4一端与场效应晶体管MN1连接并作为输出模块的输出端，其另一端连接第三电阻R3和第二电阻R2。第三电阻另一端与运算放大器OP的一个输入端连接并通过第一寄生管Q1接地，第二电阻R2另一端与运算放大器OP的另一个输入端连接并通过第一电阻R1和第二寄生管Q2接地。图1中由CMOS工艺产生的第一寄生管Q1和第二寄生管Q2的发射极面积之比为A_E1/A_E2。闭环的运算放大器OP钳位R3与R2上的压降相等。R1上的压降可表示为：

V_PTAT＝VV_BE＝V_BE2-V_BE1

这是一个与绝对温度成正比的电压：

(T为绝对温度，k为波尔兹曼系数，q为载流子电荷。A_E1/A_E2为三

极管Q1与Q2的发射极面积之比。)

输出电压V_REF就可以写成

V_REF＝V_BE+KVV_BE    (1)

其中K是用来抵消输出电压V_REF温度偏差的一阶温度系数。K由电阻网络决定。

上述带隙基准电压源，几乎是所有带隙基准电压源的原型，但是它的输出电压就算在设计得非常匹配的情况下，也会由于温度曲线的曲率在20～100℃左右有35ppm的温度偏差。如图3所示，在不同电阻取值情况下，输出电压随温度在一定范围内变化。这种偏差在许多应用中仍然是不可忍受的。有许多方法可以对曲线的曲率进行校正补偿，但是这些方法一般都是用复杂的高阶温度项去补偿输出电压，这些补偿项在标准CMOS工艺下难以产生，而且高阶补偿方法很容易受到工艺过程影响。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是针对现有技术的带隙基准电压源，温度偏差大，高阶补偿困难的缺点，提供一种利用低阶(一阶)温度系数进行补偿的温度自适应带隙基准电路。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是，温度自适应带隙基准电路，具有带隙基准电压源，所述带隙基准电压源包括输出模块、调整模块和电阻网络，所述电阻网络与输出模块连接，其两条支路分别通过第一寄生管和第二寄生管接地，所述调整模块通过采集所述两条支路的电压调节所述输出模块的输出电压；其特征在于：还包括采样保持电路、电压比较器和控制模块；所述采样保持电路输入端连接所述输出模块的输出电压，其输出端连接电压比较器，将采集的电压输入所述电压比较器进行比较；所述电压比较器输出端连接控制模块；所述控制模块与所述电阻网络连接，根据所述电压比较器输出的比较结果，改变所述电阻网络的阻值，通过调整模块使所述输出模块的输出电压发生变化，从而得到某温度下输出电压最大的电阻网络的阻值，并以该最大电压作为输出模块的输出电压。

特别的，所述电阻网络具有低温度系数。

进一步的，所述电阻网络包括第四电阻、第三电阻、第二电阻和第一电阻；所述第四电阻一端与输出模块连接并作为输出模块的输出端，其另一端连接第三电阻一端和第二电阻的一端；所述第三电阻另一端与调整模块的一个输入端连接并通过第一寄生管接地，所述第二电阻另一端与调整模块的另一个输入端连接并通过第一电阻和第二寄生管接地。