[实用新型]高速开关管浮动栅极驱动电路

说明书

技术领域

本实用新型涉及高速开关管浮动栅极驱动电路，更具体地说，涉及使用光耦的高速开关管浮动栅极驱动电路，可用于开关电源、D类音频放大器等领域。所述开关管可以是MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(绝缘栅双极晶体管)。

背景技术

在开关电源、D类音频放大器等领域，经常会遇到N沟道MOSFET或IGBT开关管需要浮动栅极驱动的场合，下面以MOSFET为例进行说明。由于这些场合MOSFET的源极电平通常为一个复杂波形，而MOSFET的导通条件是栅极和源极之间提供一个稳定电压，因此这种场合的MOSFET栅极就需要实现浮动驱动。根据不同的应用场合，此驱动信号频率范围可以从近似直流一直到数百KHz，且占空比变化范围很宽，这使得MOSFET浮动栅极驱动成为电路设计的一大难点。

一、自举电容式浮动栅极驱动电路

现有的浮动栅极驱动以自举电容式电路应用最为广泛。其原理如图1所示。图中PowerVCC是开关电路工作的主电源，Vgs是栅极驱动的电源，其电压应该可使MOSFET可靠导通，电压范围通常在10～20V。Q1和Q2是主MOSFET，他们交替导通给负载提供一个大功率开关驱动信号。SW1和SW2为栅极驱动电路的示意。根据MOSFET导通条件，当栅极G与源极S之间电压为Vgs时，MOSFET即可导通。

图1中当Q2导通时，Q2漏极D接地，此时Vgs通过D1对C1充电，使C1电压达到Vgs值。当控制逻辑使SW1导通时，C1两端电压加在Q1的G、S之间，使Q1导通，由于C1电压不会突变，此时即使Q1的S端电压已经升高到主电源电压PowerVCC，C1仍然使Q1的G、S端维持导通电压Vgs，保持Q1导通。当Q1关断，Q2再次导通时，C1再次充电，以补充Q1导通时损失的电荷。

图中的D2/R1和D3/R2用于调整驱动MOSFET波形的上升沿斜率，当驱动信号为高电平时，R1/R2串联在通路中，由MOSFET的栅极电容的作用，使上升斜率减缓；当驱动信号为低电平时，R1/R2被D2/D3旁路，使下降沿保持较高斜率。这使MOSFET开启速度减缓，以减少因MOSFET过快开启而带来的开关损耗。

这种自举电容式浮动栅极驱动电路具有以下缺点：

(1).这种驱动电路的基本原理是用电容C1存储的电荷驱动高端MOSFET(Q1)，要确保Q1能导通必须保证C1电荷能够得到及时补充，表现在电路中就是Q1、Q2必须交替导通，且Q2导通的时间足以满足C1充电的要求。而在D类音频功放等一些PWM(脉宽调制)电路中往往会出现占空比需要为100％的场合，比如在D类音频放大器中，当输出信号出现削波失真时，占空比会达到100％，而且可能持续数十毫秒。这时C1较长时间无法充电，其电压会迅速随着放电而降低，从而无法维持Q1继续导通。为了避免发生此问题，工程师通常会使用限制最大占空比的方法，使占空比不超过某个值(比如95％)，使C1得以持续充电。而这种做法使电源的电压利用率降低，并增加了最大占空比时的开关损耗，导致电路性能下降。

(2).在实际应用中往往需要减缓MOSFET的开启速度，以降低开关损耗。通常的做法是在MOSFET的栅极加入并联的电阻和二极管，如图1中的D2/R1和D3/R2，使MOSFET的开启速度慢于关闭速度。而驱动电路本身的输出上升沿速度并不能通过其内部调整。在多个MOSFET并联使用的场合，每个MOSFET必须有单独的开启速度调整电路，增加了电路的复杂程度。

(3).当图1中PowerVcc电压很高时，二极管D1以及构成SW1的晶体管会承受很高的反向电压，而栅极驱动电路又往往要求速度很快。高耐压和高速度的要求对现有的半导体工艺提出了很大的挑战，因而这类电路很难应用在驱动电路与MOSFET工作电压差超过1000V的场合。

(4).图1所示方案通常都由专用集成电路实现(以IR公司的IR21xx系列为主)，使工程师较难根据实际应用情况对电路做出针对调整。

二、脉冲变压器耦合式浮动栅极驱动电路

应用脉冲变压器的栅极驱动电路通过变压器把驱动信号耦合到MOSFET的栅极，实现浮动驱动，其原理如图2所示。T1为高端MOSFET Q1栅极驱动变压器，T1初级由控制逻辑控制SW1的开关，使T1初级产生交变电压，T1次级耦合到此信号后驱动Q1。