[发明专利]开关放大器闭合回路双比较器调制技术

说明书

本发明涉及开关D类音频放大器，特别是涉及全电桥双比较器音频D类放大器。

许多D类放大器具有带电感器的输出滤波器。电感器是昂贵的而通过去掉输出滤波器和昂贵的电感器可以降低D类放大器的造价。尽管大家知道的单比较器脉冲宽度调制器(PWM)结构要求输出滤波，尽管双比较器脉冲宽度调制器(PWM)结构要求输出滤波而双比较器结构不要求输出滤波。输出滤波器的去除是双比较器优于单比较器的较大的改进。双比较器降低无功功率损耗和省去电感器/电容器输出滤波网络。遗憾的是，双比较器有复杂的闭合回路。结果，对于高质量的音频应用，双比较器不足以精确地跟踪电桥电路的输出，在那里百分之一或二的偏差是不容许的。

图1A表示大家知道的单比较器PWM放大器。把音频输入送到积分放大器11。把积分器11的输出送入单比较器12。比较器12的另一输入是调制锯齿波。比较器12的输出是脉冲宽度调制信号，代表想要的输出。在全电桥系统中，PWM输出用于驱动在H电桥20一侧上的一对MOS场效应晶体管。通过使比较器12的PWM输出反相，形成互补PWM信号。互补PWM信号用于驱动在全电桥24另一侧上的另外一对MOS场效应晶体管。通过使差分电桥输出转换到参照与输入积分器11同样的接地的单端信号的反相差分放大器19，把系统中的反馈直接加于电桥二端上的输出端20、22。放大器19的输出是对积分器11的第二个输入。积分器11积分出音频输入和反相输入的总和，迫使这二个信号之间的差为零，并迫使电桥的输出精确地跟随音频输入。

图2A表示与单比较器PWM结构有关的波形。从来自图1A中的比较器12的单端PWM信号输出得出对H电桥的所有四个门驱动信号。这种结构只有确定跨接在终端20和22的负载的二个输出状态，分别为+VBUS和-VBUS。在没有音频输入时话筒上的输出必须是零。为了在话筒上达到零输出，H电桥必须产生在+BUS和-BUS之间开关的占空度为50％的方波。输出滤波器70中和方波以在话筒上产生零输出。如果从这种电路中去除输出滤波器70，则话筒自身必须进行电桥输出的中和。由于话筒的电阻性质，所以在开关频率上的RMS功率就会在话筒内耗散。这是不能接受的而图2A中的双比较器结构能克服这种缺陷。

图1B表示现有技术的双比较器PWM放大器，象这样的双比较器PWM放大器不需要滤波器。在那里把音频输入输送到第一比较器12。音频输入还被输送到反相放大器14并从那里输送到第二比较器16。每个比较器还接收一个调制锯齿波信号。各个比较器12、16输出驱动在全电桥50中功率MOS场效应晶体管的一串脉冲V_A、V_B。与PWM比较器12、16的输出连接的反相器36、38产生互补脉冲。这样，门驱动电路18接收输入脉冲AHI、ALI、BHI和BLI。门驱动电路18可以包括产生输出门驱动信号AHO、BHO、ALO和BLO的DMOS(双扩散金属氧化物半导体)或半竖式DMOS功率晶体管。把这些输出信号施加于全H电桥24中的功率MOS场效应晶体管52、54、56和58的栅极。使电桥输出终端20、22连接在话筒二端上。输出终端20、22经由放大器30、32还与电桥驱动电路18的相应的输入A和B耦合并向信号AHI、ALI、BHI和BLI提供反馈信号。

图2B中的开关程序表示由图1B所示的电路实施的双比较器开关技术。为了确定H电桥的所有四个门电压，图2B需要相当于二个PWM比较器输出12、16的二个脉冲串V_A、V_B。在话筒二端的H电桥输出电压有三种输出状态+BUS、-VBUS和OV。OV输出状态的增加排除了对电桥输出滤波器的要求。这在轻负载时是特别理想的，在这场合下当小的+VBUS和-VBUS脉冲被中和而产生低幅度正负号波输出的波峰时，在大部分音频周期内电桥24的输出为零。实际上，话筒自身充当滤波器，把脉冲转回到模拟自动信号。

双比较器的结构特点是有二个控制信号，一边(AHO)的一个控制信号和另一边(BHO)的一个控制信号。当然，为了控制电桥中另外的晶体管，各个控制信号具有互补信号(分别是ALO、BLO)。然而，由于有二个控制电桥相对二侧的反馈信号，所以那些精通技术的人为了分别控制分开的驱动信号就使用二个反馈通路。如图2A所示，使电桥的输出通过相应的反相器30、32送回到门驱动电路18的相应的输入端，以致输出20就会校正电桥的A侧而输出22就会校正电桥的B侧。