[发明专利]使用单个位及多位量化的多阶Σ-Δ模/数转换器

说明书

本发明涉及A/D转换器（ADC），更准确地说，涉及使用具有多反馈回路的多阶∑-△调制器的过抽样型A/D转换器。

∑-△调制器（有时称为△-∑调制器）用在A/D转换器中已有一段时间。本文涉及到在此作为参考文献的下列技术文章：

1）“使用有限循环振荡器获得稳定A/D转换器”，

J.C.Candy，IEEE    Transaction    on    Communications，

Vol.COM-22，No.3，第298-305页，1974年3月。

2）“使用三角加权内插从∑-△调制器获得13位脉码调制（PCM）”

J.C.Candy等人，IEEE    Transactions    on

Communications，Vol.COM-24，NO.11，第1268-1275页，1976年11月

3）“在∑-△调制器中使用二重积分”

J.C.Candy，IEEE    Transactions    on    Communications，

Vol.COM-33，No.3，第249-258页，1985年3月

在过抽样转换器设计领域中，为研究多阶∑-△调制器专家们已进行了实际的努力，以便获得对应给定过抽样率R的更高分辨率。就本说明书而论，一级∑-△调制器的阶数对应于其输出和输入信号之间的误差（包括量化噪声）在用于确定该误差的整个反馈回路中相对时间积分的次数。一级∑-△调制器由积分误差的量化器（或A/D转换器）提供其输出信号，该信号由与量化器一起包含在该级中的D/A转换器转换为模拟信号。将来自D/A转换器的模拟信号与该∑-△调制器级的模拟输入信号进行比较，以产生相对时间积分的误差信号，从而闭合整个反馈回路。在一级二阶∑-△调制器中，在整个反馈回路之内有另一反馈回路。在这另一回路中，转换为模拟形式的输出信号与该级的输出与输入信号之间的一次积分误差相比较，从而产生另一误差信号，对该信号再进行积分即产生量化器的输入信号。包括以级联形式跟有一分样滤波器的级联∑-△调制器的∑-△转换器的阶数是包含于其中的级联∑-△调制器级的阶数之和。

另一方面，在多级∑-△转换器中的∑-△调制器级的序数直接由至转换器的输入信号到达该∑-△调制器级的输出端所必须经过的∑-△调制器级的数量来确定。

大多数抽样数据∑-△转换器用系统函数N（Z）（为由离散时间进行的简单微分，即N（Z）＝（1-Z）^L，其中L指的是∑-△调制器的 阶）来滤除量化噪声频谱。通常，∑-△转换器提供被称之为量化噪声的“正弦”成形，其中量化噪声在通过与N（Z）卷积成形之前被假定为白噪声-即，呈现宽带平坦响应。这使得输出噪声频谱可以近似为：

S_N（ωT）＝K_QN[2sin（ωT/2）]^2L，

其中K_QN是未成形量化噪声的功率谱密度（PSD）。伴随接在∑-△调制器之后的分样滤波的响应，最终噪声通过在基带（即，从ω＝0到ω＝π/R）上对S_N（ωT）积分来确定。使用该噪声级，具有通常正弦噪声成形的∑-△转换器理论上可获得的分辨率B，可以如下通过以位为单位表达：

B＝（L+0.5）log₂R-log₂[π^L（2L+1）^-0.5]+（P-1）.

这样表示的分辨率相对调制器阶L的每一整数增量每过抽样倍频程增加一位。

所得到的分辨率位数B与用在∑-△调制器中的量化器位数P线性相关。那么，最好是在∑-△调制器中能够使用多位量化，以便在过抽样转换器中增加整个分辨率。然而，量化器中D/A转换器（DAC）的精确度必须与分样后过抽样的ADC的性能等级一致，要不就将分辨率限制为小于理论上可获得的分辨率。

为避免各DAC中的非线性问题，通常作法是在∑-△调制器中在单个位量化器、即各ADC之后使用单个位DAC。在这种结构中，在两DAC输出电平上的误差会引入增益误差或偏移误差，或二者都有。但是，由于仅通过两点必定与直线相符，因此转换器的线性就不会受到危害。