[发明专利]一种正反激式开关电源电路及其控制方法

说明书

本发明公开了一种正反激式开关电源电路及其控制方法，应用于输出电压远高于输入电压的升压场合，输出电压可以调节。本发明中的MOS管作为一种控制开关，在控制电路的控制下实现：在正反激式开关电源电路输出短路或者输出电压较低时，MOS管断开，使整个电路工作在反激状态，极大的降低短路功耗以及输出效率；在正反激式开关电源电路输出电压较高时，MOS管导通，使整个电路工作在正反激状态，降低整个电路功率管的电压应力，有利于器件选型，进一步提升整机效率。

技术领域

本发明涉及开关电源领域，特别涉及一种正反激式开关电源电路及其控制方法。

背景技术

现在有很多领域会用到高压恒流充电变换器，如今市面上一般采用以下两种方案实现该类变换器：

1、采用反激的基本拓扑应用于输出高压小功率的领域，通过多绕组方式升高输出电压或者通过电容、二极管组成多级倍压整流以达到高输出电压的目的；

2、采用如图1所示的正反激拓扑，通过电容C1的自举原理，抬升输出电压。

但两种方案都存在一定的局限性，采用反激拓扑，多绕组整流然后再进行串联输出的方式，相当于多个反激输出串联，输出电压越高需要的绕组就越多，对于变压器体积的要求是一个挑战，另外变压器引脚间距也需要进一步增大，因此整个变压器的尺寸就会较大；采用电容和二极管倍压的方式又只适用于电流较小的应用，对于输出电流较大的场合就会受到限制，而采用正反激拓扑的方案，虽然能量传输效率更高，变压器的结构也较简单，只需要一个绕组就能输出很高的电压，但是存在一个致命的缺陷，当输出短路或者输出电压小于副边绕组电压时就会出现效率急剧下降、原边开关管的损耗急剧增加的情况，影响整机产品的性能以及可靠性。特别是对于恒流源输出的产品，在短路时不会出现打嗝保护的情况，短路被认为是输出电压等于整流二极管的正向压降，此时工作在正激状态的电路就会出现反向给电容器C1和C2反向充电的情况，变压器T1的副边绕组会一直被箝位在一个负电压，在反激工作状态时就会形成一个很大的电流，且持续时间很长，导致磁芯以及原边开关管的损耗急剧增加。具体如下：

当开关管Q1导通时，变压器T1的原边2端为正，1端为负，这个时候属于正激通路，再给变压器T1原边激磁的同时向副边传递能量，因为变压器T1的1端和3端为同名端，副边能量传输的路径为变压器T1的3端流出电流经过电容器C1、二极管D3、电容器C3、电容器C2回到变压器T1的4端构成一个正激回路，给三个电容器充电，输出电压开始建立。这个时候电容器C1和电容器C2都是下正上负的状态。在原边开关管Q1关断的状态时，变压器T1的两端电压发生偏转，感应到变压器T1副边的电压也会发生偏转，导致4端为正，3端为负，但是电容器C1和C2的电压由于正激回路的反向充电，导致反激回路开始时要先将电容器C1和C2放电，然后再进行方向充电，这时就会形成一个很大的电流导致损耗增加，而且输出电压建立很慢，起机的时间就会很长。这也是这个现有拓扑的缺陷之一；

在多个周期循环充电之后，电容器C1和电容器C2的电压就会呈现上正下负的状态，原边开关管Q1断开时反激回路通过二极管D1给电容器C1充电，通过二极管D2给电容器C2充电，通过二极管D1、二极管D3和二极管D2给电容器C3充电。当原边开关管Q1导通时，正激回路导通，原边能量会通过变压器T1给副边电容器C1和C2反向充电。此时输出电压等于电容器C1的电压、电容器C1的电压、副边绕组电压三个电压的总和。当输出电压高于变压器T1副边绕组上的电压时，电容器C1和C2的电压不会呈现出下正上负的状态，正激产生的电流就会较小，损耗较小，当输出短路或者输出电压低于绕组电压时，正激回路持续的时间就会较长，折射变压器T1原边的电流就会越大，持续时间也越长，损耗就会越大，这个是现有正反激电路存在的致命缺陷不能短路或者输出较低的电压。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提出一种正反激式开关电源电路及其控制方法，应用于输出电压远高于输入电压的升压场合，该正反激拓扑控制结构简单，彻底地解决了输出电压较低或者短路带来的损耗急剧增加问题，使这种拓扑具有更好的短路性能和可靠性，更容易产品化。