[发明专利]一种基于伪码辅助的用于太赫兹通信的同步方法

权利要求书

1.一种基于伪码辅助的用于太赫兹通信的同步方法，其特征在于：包括如下步骤：

步骤一，将扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)与扩频码伪随机序列位同步导频信号c_data(t)插入到数据基带信号m(t)中；

步骤二，将插入了低功率载波同步导频c_carrier(t)与位同步导频c_data(t)的组合基带信号m₂(t)输入至数模转换器DAC，DAC输出的模拟信号与频率为f_THz的太赫兹载波进行模拟混频，使DAC输出的模拟信号的频谱搬移至太赫兹频段，再经过功率放大器由天线发送到无线信道；

步骤三，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用本地两路频率为f_THz的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行第一次模拟正交混频，得到I,Q两路信号i(t)和q(t)；

步骤四，利用通带截止频率为B₁的窄带低通滤波器对第一次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，得到有频率偏移量的基带载波同步导频部分；经过低通滤波器B₁后的I,Q路信号分别记为i₀(t)和q₀(t)；

步骤五，依据奈奎斯特采样定率，将步骤四所得i₀(t)和q₀(t)信号通过采样率为f_s1的低速模数转换器ADC进行采样，转换为数字信号i₀(n)和q₀(n)进行处理；

步骤六，通过对数字基带扩频码伪随机序列载波同步导频信号i₀(n),q₀(n)的捕获、跟踪，实现对载波同步导频的载波频率偏移量，即数据信号载波频率偏移量的实时精确计算，并用计算出的载波频率偏移量来持续调整接收端第一次模拟混频时的太赫兹载波频率；当第一次模拟正交混频时的本地太赫兹载波与接收到的信号m_rece(t)中的载波同频同相时，载波同步完成；记载波同步完成之后，第一次模拟正交混频得到的I,Q两路信号分别为i′(t)，q′(t)；

步骤七，用通带截止频率为B₂的宽带低通滤波器对步骤六中所述的i′(t)，q′(t)滤波，滤除位于太赫兹载波频率二倍频处的高频成分；记滤波后的信号为i₁(t),q₁(t)；

步骤八，对步骤七中所述的I路信号i₁(t)进行第二次模拟正交混频，以获取基带位同步导频信号，记第二次模拟正交混频后的I,Q路信号分别记为i₂(t),q₂(t)；

步骤九，利用通带截止频率为B₃的窄带低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i₂(t),q₂(t)滤波，滤除高频部分，得到基带位同步导频信号；经过此低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i₃(t)和q₃(t)；

步骤十，依据奈奎斯特采样定律，将步骤九所得i₃(t)和q₃(t)信号通过采样率为f_s2的低速模数转换器ADC进行采样，转换为数字信号i₃(n)和q₃(n)进行处理；

步骤十一，将步骤十中由ADC采样后的I,Q两路信号i₃(n),q₃(n)合成为复数伪随机序列位同步导频序列x₃(n)＝i₃(n)+j·q₃(n)，通过对x₃(n)进行捕获、跟踪，实现对位同步基带导频信号中心频率Δf₀的实时精确计算；用实时精确计算的Δf₀修正对数据信号i₁(t)采样的高速ADC的采样时钟，数据信号i₁(t)通过高速ADC直接采样的输出结果即是最佳采样点上的数据，实现用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步；由于在步骤六已经实现载波同步，至此，通过扩频码伪随机序列导频的辅助实现在低信噪比、低采样率条件下的载波同步与对数据信号的位定时同步；

其中，步骤一具体实现方法如下：

步骤1.1，发送端在数据基带信号m(t)中插入低功率扩频码伪随机序列载波同步导频c_carrier(t)；

发送端在信息速率为R_b的数据基带信号m(t)中插入速率为R_{c_carrier}的低功率扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)；载波同步导频c_carrier(t)与数据基带信号m(t)组合之后的基带信号m₁(t)表示为：

m₁(t)＝m(t)+c_carrier(t) (1)

所述的扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)为经过直接序列扩频的伪随机序列；扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)的带宽需远窄于数据基带信号m(t)的带宽，扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率；

所述的扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)的带宽需远窄于数据基带信号m(t)的带宽，优选扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)的带宽需比数据基带信号m(t)的带宽窄3个数量级；

所述的扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率，优选扩频码伪随机序列载波同步导频信号c_carrier(t)的功率低于数据基带信号m(t)的功率20至30dB；

步骤1.2，在步骤1.2组合之后的基带信号m₁(t)中，插入低功率扩频码伪随机序列位同步导频c_data(t)；

在插入了载波同步导频c_carrier(t)的基础上，再在基带信号m₁(t)中插入速率为R_{c_data}的低功率扩频码伪随机序列位同步导频c_data(t)；所述的位同步导频信号c_data(t)是指经过直接序列扩频的伪随机序列导频信号，带宽远窄于数据基带信号m(t)的带宽；将位同步导频c_data(t)插入到组合基带信号m₁(t)频谱第一个零点f₀＝R_b处，即，位同步导频信号的中心频率位于f₀处；则载波同步导频信号c_carrier(t)、位同步导频信号c_data(t)以及数据基带信号m(t)的组合信号表示为：

其中，f₀为位同步导频的中心频率，即位同步导频信号的低频载波的频率，f₀在数值上与数据基带信号m(t)的传输速率R_b相等，θ₀位同步导频信号的低频载波的初始相位；

所述的扩频码伪随机序列位同步导频信号c_data(t)的带宽需远窄于数据基带信号m(t)的带宽，优选扩频码伪随机序列位同步导频信号c_data(t)的带宽需比数据基带信号m(t)的带宽窄3个数量级；

所述的扩频码伪随机序列位同步导频信号c_data(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率，优选扩频码伪随机序列位同步导频信号c_data(t)的功率低于数据基带信号m(t)的功率40dB；

步骤三具体实现方法为，

考虑信道噪声以及接收机启动时间随机性的影响，将接收端收到的无线信号m_rece(t)表示为：

其中，n(t)表示信道噪声，m′(t)为有信息传输速率偏移量ΔR_b的数据基带信号，Δf_THz为由于载波不同步引起的太赫兹载波的频率偏移量，Δθ_THz为由于载波不同步引起的太赫兹载波的相位偏移，Δf₀为由于数据传输速率偏移而引入的位同步导频的载波的中心频率偏移，Δθ₀为由于数据传输速率偏移而引入的位同步导频的载波的相位偏移；

发射机与接收机太赫兹本振时钟频率的固有偏差与多普勒频偏f_{d_carrier}相比小至可忽略，所以在分析时，将多普勒频偏f_{d_carrier}与载波频率偏移Δf_THz做等效近似，即Δf_THz≈f_{d_carrier}；多普勒效应引起的太赫兹载波的频率偏移量的计算公式为：

其中，v为收发信机的相对运动速度，c为光速；

由于接收端对数据基带信号进行采样的高速ADC的采样时钟不稳定造成的位定时偏差与由于多普勒效应造成的位定时偏差相比小至可忽略，所以在分析时，将多普勒效应造成的数据信息速率的偏移f_{d_data}与数据信息速率偏移ΔR_b做等效近似；由于在发送端将位同步导频c_data(t)插入到数据基带信号m(t)频谱的第一个零点处，所以接收端数据基带信号m′(t)的信息传输速率偏移量ΔR_b等于位同步导频c_data(t)的中心频率偏移量Δf₀，即ΔR_b＝Δf₀≈f_{d_data}；多普勒效应引起的数据信息传输速率偏移量f_{d_data}的计算公式为：

多普勒效应同样会引起载波同步导频速率R_{c_carrier}与位同步导频速率R_{c_carrier}的偏移，将载波同步导频的速率偏移量记为ΔR_{c_carrier}，将位同步导频的速率偏移量记为ΔR_{c_data}；但是由于R_{c_carrier}与R_{c_data}速率仅为几MHz或几十MHz，多普勒效应引起的偏移量ΔR_{c_carrier}与ΔR_{c_data}低至几KHz或几十KHz，且偏移ΔR_{c_carrier}与ΔR_{c_data}由后续步骤中对伪随机序列的捕获跟踪过程中进行补偿，故此处暂忽略偏移量ΔR_{c_carrier}与ΔR_{c_data}的影响，将接收端将天线收到的无线信号m_rece(t)中的载波同步导频部分仍用符号c_carrier(t)表示，将m_rece(t)中的位同步导频部分仍用符号c_data(t)表示；

接收端将天线收到的无线信号m_rece(t)通过低噪声放大器后，利用本地两路频率为f_THz的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行第一次模拟正交混频；将本地正弦载波表示为-sin(2πf_THzt+θ_THz)，余弦载波表示为cos(2πf_THzt+θ_THz)；混频之后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，其表达式分别如公式(7)、公式(8)所示；

2.如权利要求1所述的一种基于伪码辅助的用于太赫兹通信的同步方法，其特征在于：

步骤四具体实现方法为，

利用窄带低通滤波器对第一次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，以得到有频率偏移量Δf_THz的基带载波同步导频信号；载波同步导频信号c_carrier(t)的带宽为B_{PN_carrier}＝R_{c_carrier}；由于收发信机之间相对运动的速度v不确定，导致无法确定载波频率偏移量Δf_THz，所以将i(t),q(t)分别通过带宽为B₁的窄带低通滤波器，所述的滤波器带宽B₁不小于Δf_THz+B_{PN_carrier}，以确保频偏信息得以保留；因为载波同步导频信号c_carrier(t)的带宽B_{PN_carrier}远窄于数据基带信号m(t)的带宽f₀，更远窄于太赫兹载波频率的二倍频2f_THz，所以此窄带低通滤波器滤除了位同步导频信号部分与大部分的数据基带信号部分，而剩余的位于此滤波器通带B₁内的残余数据基带信号被认为是噪声；滤波后的I,Q路信号分别记为i₀(t)和q₀(t)：

其中，和分别为I,Q路的噪声信号，噪声信号包括信道噪声以及频谱位于窄带低通滤波器通带B₁内的数据基带信号；上式中i₀(t)和q₀(t)相当于有噪声和中心频率偏移量Δf_THz的载波同步导频信号；对频率偏移Δf_THz和相位偏移量Δθ_THz的估计即是对i₀(t)与q₀(t)中正余弦信号的频率估计和相位估计；

步骤五具体实现方法为，

依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号频谱发生混叠，采样率f_s1须不小于窄带低通滤波器带宽B₁的两倍；将I,Q两路信号i₀(t)和q₀(t)通过采样率为f_s1≥2B₁的模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理；将采样之后的I,Q两路数字信号分别记为i₀(n)和q₀(n)，表示如下：

i₀(n),q₀(n)相当于数字基带扩频码伪随机序列载波同步导频信号；

步骤六具体实现方法为，

将步骤五中模数转换器ADC采样后的I,Q两路信号i₀(n),q₀(n)合成为复数信号x₀(n)＝i₀(n)+j·q₀(n)，通过对伪随机序列载波同步导频信号x₀(n)进行捕获、跟踪，实现对载波同步导频信号频率偏移量Δf_THz的实时精确计算；而载波同步导频与数据信号共用同一太赫兹载波，故载波同步导频的频率偏移量即是数据信号的载波频率偏移量；

利用伪随机序列良好的自相关性，结合对伪随机序列进行捕获跟踪的相关方法，对载波频率偏移量Δf_THz进行实时精确计算，计算误差保持在几Hz范围内；以此计算值修正步骤三中接收端第一次模拟正交混频时的本振太赫兹载波频率，以消除接收到的信号m_rece(t)与接收端本振太赫兹载波之间的频率偏移与相位偏移；修正之后的本振余弦信号表示为cos[2π(f_THz+Δf_THz)t+(θ_THz+Δθ_THz)]，修正之后的本振正弦信号表示为-sin[2π(f_THz+Δf_THz)t+(θ_THz+Δθ_THz)]；

当接收到的信号m_rece(t)与接收端本振太赫兹载波之间的频率偏移与相位偏移已消除后，即载波同步完成后，步骤三中第一次模拟正交混频后的I,Q两路信号的表达式修正为公式(13)、公式(14)，将此时第一次模拟正交混频后的I,Q两路信号分别记为i′(t)，q′(t)：

步骤七具体实现方法为，

对步骤六所述的第一次模拟正交混频后的I,Q两路信号i′(t)，q′(t)分别进行低通滤波，此宽带低通滤波器的通带截止频率记为B₂，作用是滤除太赫兹频率二倍频处的高频分量，所述宽带低通滤波器的通带截止频率满足B₂≥f₀+B_{PN_data}+Δf₀；记此将i′(t)，q′(t)滤波后的输出信号为i₁(t),q₁(t)，其表达式为：

q₁(t)＝n_q(t) (16)

其中，m′(t)为有速率偏移量ΔR_b的数据基带信号，n_i(t),n_q(t)分别为在此滤波器通带B₂内的I,Q路噪声信号；由公式(15)、公式(16)知，数据信号集中在I路信号i₁(t)中，而Q路信号q₁(t)为噪声信号；故后续步骤分析中，只对I路信号i₁(t)进行处理；

步骤八具体实现方法为，

将步骤七中得到的宽带低通滤波器B₂输出的I路信号i₁(t)与以f₀为频率的本振低频载波信号进行第二次正交模拟混频；第二次模拟正交混频的目的是将宽带低通滤波器B₂输出的I路基带信号i₁(t)中的位同步导频部分的频谱的中心频率由f₀+Δf₀位置搬移到Δf₀位置，以获取基带位同步导频信号；第二次模拟正交混频中使用的本振低频正弦载波信号为-sin(2πf₀t+θ₀)，本振低频余弦载波信号为cos(2πf₀t+θ₀)；第二次模拟混频之后的I,Q两路信号分别记为i₂(t),q₂(t)，表达式如下：

步骤九具体实现方法为，

利用通带截止频率为B₃窄带低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i₂(t),q₂(t)滤波，滤除高频部分；位同步导频信号c_data(t)的带宽为B_{PN_data}；由于发射机与接收机之间相对运动的速度v不确定，导致无法确定位同步导频的中心频率偏移量Δf₀；所以将第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i₂(t),q₂(t)分别通过带宽为B₃的低通滤波器，所述的滤波器带宽B₃不小于Δf₀+B_{PN_data}，确保基带位同步导频信号频偏信息得以保留；经过低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i₃(t)和q₃(t)：

其中，n_i3(t),n_q3(t)分别为在此滤波器通带B₃内的I,Q路噪声信号；i₃(t)和q₃(t)相当于基带位同步导频信号；对频率偏移Δf₀和相位偏移量Δθ₀的估计即是对i₃(t)和q₃(t)中正余弦信号的频率和相位的估计；

步骤十具体实现方法为，

依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号发生频谱混叠，低采样率模数转换器ADC的采样率f_s2须不小于窄带低通滤波器带宽B₃的两倍；将I,Q两路信号i₃(t)和q₃(t)通过采样率为f_s2≥2B₃的低速模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理；将采样之后的I,Q两路数字信号分别记为i₃(n)和q₃(n)，表示如下：

步骤十一具体实现方法为，

将步骤十中由ADC采样后的I,Q两路信号i₃(n),q₃(n)合成为复数信号x₃(n)＝i₃(n)+j·q₃(n)，通过对伪随机序列位同步导频信号x₃(n)进行捕获、跟踪，实现对位同步基带导频信号中心频率Δf₀的实时精确计算；由于发送端将位同步导频c_data(t)插入到了数据基带信号m(t)的频谱的第一个零点f₀处，故位同步导频序列频率偏移量Δf₀即是基带信号m′(t)速率偏移量ΔR_b，即通过对伪随机序列位同步导频x₃(n)的捕获跟踪，实时确定数据基带信号m′(t)速率偏移量ΔR_b；

利用伪随机序列良好的自相关性，结合对伪随机序列进行捕获跟踪的相关方法，对位同步导频序列频率偏移量Δf₀进行实时精确计算；以对基带位同步导频信号捕获跟踪过程中所计算出的频率偏移量去修正步骤八中第二次模拟正交混频的本地低频载波频率，以消除信号i₁(t)与第二次模拟正交混频时的本地低频载波之间的频率偏移Δf₀与相位偏移Δθ₀；将修正之后的本地低频余弦载波信号表示为cos[2π(f₀+Δf₀)t+(θ₀+Δθ₀)]，将修正之后的本振正弦信号表示为-sin[2π(f₀+Δf₀)t+(θ₀+Δθ₀)]；此时，步骤八中第二次模拟正交混频后的I,Q两路信号的表达式如公式(23)、公式(24)所示，记此时第二次模拟正交混频后的I,Q两路信号分别为i′₂(t)和q′₂(t)：

将上述第二次模拟正交混频后的I,Q两路信号分别为i′₂(t)和q′₂(t)再经过步骤九进行窄带低通滤波后，得到的I,Q路信号分别记为i′₃(t)和q′₃(t)，此时q′₃(t)＝n′_q3(t)，其中，以n′_i3(t),n′_q3(t)分别表示i′₃(t),q′₃(t)中的经过滤波器B₃后的I,Q路噪声信号，i′₃(t),q′₃(t)的表达式表明第二次模拟混频并经过窄带低通滤波器B₃后的I路基带位同步导频信号的中心频率位于零频处，基带位同步导频信号全部集中于I路信号i′₃(t)中，而Q路信号q′₃(t)中不含有用信息；

公式(15)给出了载波同步完成后，接收端第一次模拟正交混频，并经过低通滤波器B₂后的I路信号i₁(t)；将i₁(t)经过高速ADC进行采样；当实时精确计算位同步导频信号的中心频率偏移量Δf₀时，根据此偏移量修正对数据基带信号i₁(t)进行采样的高速ADC的采样时钟，高速ADC的采样时钟频率为f₀+Δf₀；高速ADC采样后的输出信号即是在最佳采样点处的数据，实现用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步；由于在步骤六已经实现载波同步，至此，通过扩频码伪随机序列导频的辅助实现在低信噪比、低采样率条件下的载波同步与对数据信号的位定时同步。