[发明专利]在通信系统、发射机中使用的线性均衡及其方法

说明书

技术领域

本发明一般涉及通过信道的数字通信，并且特别地涉及在低延时高速通信系统中使用的线性均衡器。

背景技术

在毫米波长频带(例如E频带(71-76GHz和81-86GHz))中的无线通信通常具有大约每秒千兆比特(Gbps)的数据速率。在这种高数据速率下，减轻由无线信道中的无线电信号多径传播引起的符号间干扰(ISI)以及由连接电缆引起的信号反射一直是重大的技术挑战。

正交频分复用(OFDM)及其变型(例如具有频域均衡的单载波(SC-FDE))通常处理宽带通信中的大的多径延迟扩展。然而，在频域中的OFDM信号的均衡引入大的处理延迟，并且由于使用保护间隔，也降低了频谱效率。

具有高级均衡器(例如判定反馈均衡器)的单载波系统是用于处理ISI的另一选择。然而，对于在固件实现中要求非常高的时钟速率的高速系统，这种均衡不能以足够高的速度执行以满足数据速率要求。因此，当需要低处理延迟时，具有线性均衡的单载波系统成为用于高速系统的ISI减轻的唯一可行的解决方案。

发射器侧均衡(在下文中称之为预均衡)在减少与接收器侧线性均衡相关联的实现复杂性和噪声增强效应方面是有效的。通常，线性均衡器需要具有长脉冲响应以均衡甚至具有短延迟扩展的线性信道，这意味着如果在接收器处实现均衡，则均衡复杂性通常将非常高。这种均衡也可以引起显著的噪声增强效应。将这种均衡从接收器移到发射器(即，预均衡)可以通过使用基于预定义的信号星座创建的预定义的查找表来显著降低实现复杂性和延时。噪声增强效应也可以被减轻，因为发射器处的信噪比与接收器处的信噪比相比大得多。

更一般地，在发射器侧的预均衡和在接收器侧的均衡都是同时实现的。在一种方法中，通信信道的脉冲响应被因式分解为两个脉冲响应的乘积，并且每个通过发射器或接收器均衡来补偿。然而，这种因式分解需要非常复杂的计算。在另一方面，信道均衡主要在发射器处实现，并且接收器侧均衡仅用于处理在发射器处的预均衡之后的残余信道效应。

在发射器处的预均衡中使用的系数需要使用例如在接收器处估计的信道的脉冲响应来生成。然而，当信道是时变的时候，需要一种机制来跟踪信道变化并更新均衡系数。通常，预均衡或非预均衡训练序列用于估计信道的脉冲响应，并在发射器和接收器两者处生成均衡系数。

由于信道的脉冲响应的低复杂性，通常在频域中估计信道的脉冲响应。当使用预均衡训练序列时，在频域中，在一个频率点的接收信号可以表示为y＝hpx+n，其中y是接收信号，h是信道响应，p是预均衡器系数，x是训练信号，并且n是噪声。可以通过将hp作为组合信道响应来生成接收器均衡器系数，而发射器预均衡系数需要通过信道响应h来确定，信道响应h可以通过从组合信道响应hp的估计中去除预均衡器系数p来获得。当使用非预均衡训练序列时，接收信号为y＝hx+n，并且接收器侧均衡系数的估计需要将预均衡器p与信道响应h的估计组合。在任一情况下，接收器需要知道预均衡系数何时更新。估计性能也受到下述方面的影响：在使用预均衡训练的情况下，在频域中使用非恒定幅度训练信号，以及在使用非预均衡训练序列的情况下，由将噪声信道的脉冲响应的估计和预均衡器组合产生的双重噪声效应。

在现有系统中，每个帧中的这些训练序列通常是相同的。如果需要多个训练序列，则它们被连接在帧的前导码中。然而，长前导码导致长延迟。

同相和正交(I/Q)失调是具有I/Q调制架构的无线系统的另一个重要问题，即，基带信号通过两个单独的同相(I)和正交(Q)信道被调制到中频(IF)或射频(RF)载波(或从中频(IF)或射频(RF)载波解调)。由于I和Q信道传输特性之间的差异(因此称为I/Q失调或失配)，如果这种损害存在于发射器和/或接收器侧，则信号将失真。如果信号带宽大，则I/Q失调也是频率相关的(即，I/Q失调在整个带宽上的不同频率处是不同的)。

在现有技术中发现了用于I/Q失调补偿的多种技术。这些技术中的大多数仅在接收器侧处理I/Q失调补偿，然而发射器和接收器侧的失调在实际系统中同时存在。对发射器和接收器侧失调都估计和补偿是非常具有挑战性的，因为失调信号被纠缠并且因此将它们分离以实现良好的估计通常很复杂。现有方法通常需要离线校准以获得对发射器侧失配的估计，并且然后使用接收信号估计接收器侧失配。然而，该校准将中断正常操作，并且在连续传输系统(例如回程系统)中是不可行的。有限数量的方法提出联合估计发射器和接收器侧失配，然而，它们的复杂性非常高，这使得它们在实际硬件中的实现是不切实际的。

因此，存在对用在低延时高速通信系统中的替代均衡器的需求。