[发明专利]一种移相全桥变换电路及控制方法

说明书

技术领域

本发明涉及移相全桥变换技术领域，特别涉及一种中大功率移相全桥变换电路及控制方法。

背景技术

移相全桥变换拓扑是目前大功率DC/DC变换器中使用最为广泛的拓扑之一，也是研究较多的一种电路结构。其利用电感和电容之间的充放电谐振方式，使得全桥MOS管在开通时实现软开关以减小开关损耗，从而在不增加开关损耗的前提下提高开关频率和整机效率。但传统移相全桥电路存在诸多缺陷，参看附图1所示电路，主要问题有：

1)轻载时谐振电感L1所储存的能量不足以抽完后桥MOS管(Q3、Q4)的漏源电容电荷，使得此时后桥工作在硬开关状态，导致开关损耗变大发热严重。

2)变压器副边的整流二极管反向恢复严重，导致整机效率低下，传统移相全桥工作时后桥工作在ZVS状态导致副边整流二极管为硬关断，所以二极管存在反向恢复损耗，且随输出功率增加而增加。

3)传统移相全桥变压器原边电流由正下冲到负或者由负上冲到正这段时间内，输出滤波电感L2的电流不能突变，所以变压器原边因输出二极管续流被“短路”，所以此时电源电压加在谐振电感上，而加在变压器上的电压为0V，造成占空比丢失。

4)占空比丢失大小与后桥ZVS负载范围设计存在相互矛盾的关系，降低整机效率。因为如果要增加后桥的ZVS范围，就需要增加谐振电感的电感量L，由电感量计算公式W＝1/2*LI²可以看出需要增加电感量及L值，由公式VT＝LI得出T＝LI/V，其中V为原边电压，T为时间，L为电感量，I为变压器T1原边电流，所以电感量L增加后时间T变大，即占空比时间变大。同时主电路电流突变引起的EMI和占空比丢失也存在相互矛盾关系，进一步降低整机效率。因电流变化斜率越大电源的EMI越严重，如果要减小EMI则需要减小电流变化的斜率，从主电路原边电流变化来看，得增加谐振电感的电感量，从前面的说明可以看出这样做后加大电源的占空比丢失。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中所存在的上述不足，提供一种实现移相全桥变换电路的全桥软开关，降低开关损耗，提高整机效率的一种实现移相全桥变换电路及控制方法。

为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案是：

一种移相全桥变换电路控制方法，将移相全桥变换电路的一个工作周期分为如下阶段：其中，G1、G2、G3、G4分别为MOS管一到MOS管四(Q1-Q4)的外加栅极电压，iL为变压器一次侧谐振电感L1的电流,VL为该谐振电感L1的电压，VT为变压器T1一次侧的电压，Vin为输入的直流电压，Vo为输出的直流电压。

T1阶段：G1和G4同时为高电平，此时Q1和Q4导通工作，变压器T1一次侧的电压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，变压器T1一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量；T1阶段结束时，Q1关断，此时因谐振电感L1的电流不能变化，所以按原方向继续流动，Q2的漏源电容放电，Q1的漏源电容充电，当Q2的漏源电容放电至负压时，Q2导通，实现Q2的零电压导通，即实现ZVS，其中n为变压器原副边匝比。

T2阶段:G2和G4同时为高电平，Q2和Q4导通，谐振电感L1的电流iL按原方向流动；此时谐振电感L1两端的电压VL正好和变压器T1一次侧的电压VT相等，但相对于T1阶段电压反向，谐振电感L1的电流iL从最大值线性减小为0，同时变压器T1一次侧的电压VT降为0，变压器T1二次侧的整流二极管零电流关断，消除二极管反向恢复问题，同时减小反向恢复引起的EMI。

T3阶段：G2和G4依旧同时为高电平，Q4和Q2同时为导通状态，此时变压器T1一次侧没有电流；T3阶段结束时，G2和G4同时变为低电平，Q4零电压关断，间隔死区时间后Q3导通，因Q3导通时主电路有电感L1串入，而电感电流不能突变，从0线性上升，所以Q3为零电流导通，即实现ZCS。

T4阶段:G2和G3同时为高电平，Q2和Q3同时导通，变压器T1一次侧的电压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，变压器一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量。

上述控制方法适用的移相全桥变换电路必须同时满足以下条件：

1)变压器的一次侧为全桥结构且串接有电容和谐振电感，该全桥结构为4个MOS管组成；

2)变压器的一次侧电压峰值取值为母线电压的一半；