[实用新型]开关电源转换电路及充电电流源

说明书

技术领域

本实用新型涉及电路领域。本实用新型更具体地但不限于涉及开关电源转换电路及充电电流源。 

背景技术

在开关电源领域，恒定导通时间控制模式的开关电源变换器由于其优越的负载瞬态响应、简单的内部结构和平滑的工作模式切换，在行业中得到了广泛的应用。 

传统的恒定时间模式开关电源控制器通常包含一个用于设定导通或关断时间的计时器。图1示出了一个现有技术中计时器10的电路图。如图所示，计时器10包含充电电流源11，充电电容12，比较器13和计时开关14。充电电流源11和充电电容12串接在电源电压VDD和系统参考地GND之间。计时开关14并联在充电电容12两端。比较器13的同相端连接到充电电流源11和充电电容12的公共端，反相端连接到一参考信号VREF1。初始状态时，计时开关14断开，电流源11对充电电容12充电，输出端VO上的电压上升。当VO上的电压上升到与参考信号VREF1相同时，比较器13输出的信号变为高电平，同时计时开关14闭合，充电电容12经由计时开关14放电，输出端VO上的电压逐渐下降到0，同时使得比较器13的输出信号变为低电平。这样电流源11对充电电容12的充电时间就作为恒定时间控制器的导通或关断时间。 

为了使开关电源转换电路的工作频率近似恒定，控制器的导通时间TON或关断时间TOFF需要随着当开关电源变换器的输入电压VIN的变化而变化。例如，当输入电压VIN变大时，控制器的导通时间相应变短，当输入电压VIN变小时，控制器的导通时间相应变长。为了实现这一目标，计时器中电流源的充电电流被要求随输入电压VIN变化而变化。图2A为现有技术中一种计时器的充电电流源21。如图2A所示，在该充电电流源中，运算放大 器210的同相端通过电阻R1耦接到输入电压VIN，反相端耦接到一参考信号VREF。第一金属氧化物场效应管（MOSFET）M1的源漏两端分别耦接运算放大器210的同相端和参考地GND,栅极耦接于运算放大器210的输出端，用于形成运算放大器210的负反馈环路。第二MOSFET管M2，第三MOSFET管M3和第四MOSFET管M4共同构成一镜像电流源，其中第二MOSFET管M2的栅极耦接到运算放大器210的输出端获得偏置电压，以提供基准电流。这样，可变充电电流源21的输出电流IOUT=（VIN-VREF）/R1，即输出的充电电流IOUT正比于输入电压VIN。 

图2B所示为现有技术中另一种计时器的充电电流源22，与充电电流源21相比，电阻R1和R2组成一电阻分压器，将分压后的输入电压（R2×VIN）/(R1+R2)耦接到运算放大器220的同相端。电阻R3的一端耦接到第一MOSFET管M1和运算放大器220的反相端，另一端耦接参考地。此时充电电流源22的输出电流IOUT=（R2×VIN）/R3(R1+R2)，即输出的充电电流IOUT正比于输入电压VIN。 

现有技术中的计时器的充电电流源在非工作状态时存在无法彻底关断的问题，增大了开关电源控制器的功耗。 

另一方面，目前的开关电源控制器往往集成了多种可选的模式，供用户在具体应用场合选择。例如，某些开关电源控制器可以选择使用强制连续电流（FCCM）控制模式或者非连续电流（DCM）控制模式对开关电源进行控制。另一些开关电源控制器可以选择其它工作模式，例如是否开启多相位输出。在集成电路中，实现这样类似的特性往往需要额外的引脚来进行选择判断，而增加额外的引脚会造成集成电路成本的上升。 

实用新型内容

本实用新型考虑到现有技术中的一个或多个问题，提出了一种开关电源转换电路及其充电电流源和控制方法。