[发明专利]电源装置和图像形成设备

说明书

技术领域

实施例的一个公开的方面涉及基于同步整流方法的切换电源（switching power source）装置。

背景技术

作为传统的切换电源的示例，图10中示出的使用比较器的配置是已知的。图10中示出的切换电源通过使用比较器驱动场效应晶体管（FET）来检测用于同步整流的切换元件场效应晶体管（FET）的两端处的电压。在图10中，切换电源包括变压器1001、DC电源1002、初级侧的FET 1003（金属氧化物半导体FET：MOSFET）、次级侧的电解电容器1004、负载1005、用于控制切换操作的电路1006、用于同步整流的FET 1007以及比较器1008。

在初级侧的FET 1003被导通以便在变压器1001中存储能量之后，在FET 1003被截止时，用于同步整流的FET 1007的源极电压上升，使得比较器1008的+端子的电压高于-端子的电压。因此，用于同步整流的FET 1007被导通。然后，电流流动为0安培（A）。在电流开始从电容器1004的+端子流动通过变压器1001时，用于同步整流的FET 1007的-输入端子处的电压变得高于+输入端子处的电压。然后，用于同步整流的FET 1007的栅极电压降低到使用于同步整流的FET 1007截止。

这种配置和操作使得能够利用少量的组件来控制用于同步整流的FET。图11作为类似的电路配置示出了其中比较器包括具有PNP晶体管和NPN晶体管的分立电路的示例。即使在图11中示出的电路中，也可以执行与图10中示出的操作类似的操作。

作为同步整流方法，还存在不直接检测电流的方法。作为这种方法的示例，在日本专利No.4158054和4210868中讨论了变压器的ET积的使用。图12示出同步整流电路的这种示例。在图12中，同步整流电路包括变压器1201、电源1202、初级侧的FET 1203、用于同步整流的FET 1204、次级侧的电解电容器1205、负载1206、第一恒流源1207、电容器1208、第二恒流源1209、基准电压1210、比较器1211、电阻1212和1213、电压检测电路1214以及恒压源1215。

第一恒流源1207产生与在初级侧的FET 1203的导通时段期间的变压器1201的电压成比例的电流，并且在初级侧的FET 1203的导通时段期间存储变压器1201处产生的电压的时间乘积（导通时段期间的电压的积分值）作为电容器的电压。第二恒流源1209产生与在初级侧的FET 1203的截止时段期间产生的电压成比例的电流，并且在初级侧的FET 1203被截止时被导通以便将电容器1208中的电压放电。在电容器1208的电压降低到基于基准电压1210设定的预定值时，比较器1211操作以便使逻辑电路反转，并且用于同步整流的FET1204被截止。

作为其它方法，存在其中图10中示出的配置还包括与比较器的输入端子串联地布置的基准电压源的方法、以及其中多个基准电压被设为阈值并且给出滞后特性（hysteresis characteristics）以防止错误操作的方法。

然而，在图10中示出的传统的切换电源的上述配置中，在其中用于同步整流的FET的导通电阻低并且其漏极与源极之间的电压低的元件的情况下，出现误操作的问题。

特别是，在切换电源的轻负载运行（也被称为临界模式或者不连续模式）期间，流过用于同步整流的FET的电流大致降低到0A。换句话说，由于用于同步整流的FET的漏极与源极之间的电压也降低到约0V，因此在低导通电阻的元件被用作用于同步整流的FET时，难以检测电流。该问题可以通过使用高导通电阻的元件来解决。然而，在利用高导通电阻的元件时，在同步整流操作期间的效率被降低。

另一方面，在日本专利No.4158054和4210868中讨论的不直接检测电流的方法不依赖于FET的导通电阻。由于电压积分，这些方法在限制错误操作方面是有利的，并且电路配置简单。然而，难以设定用于确定用于同步整流的FET的截止定时与0A匹配的定时的阈值。这是因为，在设定阈值中，当输出电压波动或者负载波动较大时，例如在接通电力时，作为电容器的充电和放电的中心值的平均值波动，并且因此用于同步整流的FET的截止定时可能不匹配电流0A的定时。