[发明专利]用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置

说明书

技术领域

本发明涉及整流管的驱动，尤其与副边同步整流管的智能门极驱动控制 有关。

背景技术

反激式DC-DC变换器的副边整流方案目前有两种类型，一种是非同步 整流即使用二极管(如图1A所示)，另一种是同步整流(如图1B所示)。同 步整流使用门极驱动信号控制同步整流管的开通和关断来实现整流。图1C 曲线示出了二极管和同步整流管的电阻特性。在实际应用中，低功率反激式 DC-DC变换器工作区间处于阴影范围内。在该区间，同步整流管电阻特性曲 线11位于二极管电阻特性曲线12上方，即同步整流管的开通电阻低于二极 管的导通电阻。因此，使用同步整流管功耗较小，从而具有更高的转换效率。 低功耗产生的热量比较少，因此使用同步整流管其温度特性也更优越。

随着电子技术的发展，副边同步整流方案由于其较高的转换效率而应用 于笔记本电源适配器、无线通信设备、液晶屏电源管理、以太网电源等对转 换效率要求较高的场合。

同步整流管的驱动方式大体也分为两种。一种是根据原边的同步信号来 控制副边同步整流管开关。该方法需要复杂的结构实现，因此成本较高。另 外，基于原边同步信号的控制在轻载或无负载时不能保证可靠的控制。

为此，更受推崇的副边同步整流管驱动方式为不依赖原边驱动信号的驱 动。基本方法为模拟肖特基二极管的工作方式，即在反向电压下关断，在正 向电压下接通。图2A所示的为使用副边同步整流管Q1的反激式变换器示意 图，图中副边同步整流管Q1为下管式，安置于副边的接地端。图2B为其相 应的波形图，用于说明副边同步整流管Q1的工作方式。基本的判定方法为： 将副边同步整流管Q1的漏源电压Vds(即漏极电压)与Vthr2和Vthr1相比 较；当Vds＜Vthr2(即正向电压状态)，门极驱动信号Vg为高电平开通Q1； 当Vds＞Vthr1(即反向电压状态)，门极驱动信号Vg关断Q1。其中Vthr1 为略小于零点电压附近的值，Vthr2为低于Vthr1并略高于体二极管导通时负 的体电压(-Vcon)。工作过程如下：在副边同步整流管Q1关断的状态下， 原边开关管A开通，输入直流电压Vin加到原边绕组，此时副边绕组的感应 电压极性上负下正，副边同步整流管Q1的体二极管反偏，Vds为高电平， Vds＝(N2/N1)*Vin+Vout，其中N1为变压器原边匝数，N2为变压器的副边匝 数。之后在t1时刻，原边开关管A关断，原边绕组中储存的能量迅速转换到 副边，产生电流沿副边绕组自下向上，电流通过Q1的体二极管，经C1滤波 将Vout输送给负载。Q1体二极管的导通使得Vds迅速降到负值，假设体二 极管体电压为Vcon，则Vds＝-Vcon，满足Vds＜Vthr2，Q1开通。在Q1稳 定开通后，此时，Vds＝Rdson*I，其中Rdson为Q1的开通电阻，I为流经Q1 的电流。随着副边电流的下降，Vds慢慢上升。在t2时刻，满足Vds＞Vthr1 时，Q1关断。此时，剩余的电流可造成Q1体二极管的再次导通而出现Vds 的瞬间下降，如图2B中B点所示，从而再一次满足Vds＜Vthr2的条件而误 开通Q1。此外，在Q1开通的瞬间，如图2B中A点处所示，Vds存在振荡， 反冲回Vthr1以上，因此，可导致误关断。图2C为仿真上述控制而得到的波 形图，可见门极驱动信号Vg在一个开关周期内反复变为高电平，表明同步 整流管有多次误触发。

为了解决这个问题，国际整流管公司在产品IR1167中采用死区时间 (Blanking Time)控制的方式，在Q1开通和关断后的一定时间内禁止再次 动作，防止误触发。该控制通过数字控制芯片实现，器件的复杂度和价格比 较高。

此外，意法半导体和台湾擎力电源公司在产品STSR3和SP6003中采用 不同于模拟肖特基二极管工作的预估逼近方式来防止关断瞬间的误开通，即 先设定副边整流管较短的开通时间，然后检测原边关断的到来，若副边整流 管关断和原边开关管开通时刻之间的差值较大，则增大下一个周期的开通时 间，在开关周期间无限逼近，使得副边整流管在合理的位置关断。该方法需 要一定的时间后实现合理的关断，并且结构复杂，如STSR3的驱动模块需要 消耗较多的电能。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于副边同步整流管的智能驱动控制装置 及方法，所要解决的技术问题是使其采用增加简单模拟电路的方式来实现智 能驱动，以消除误触发。