[实用新型]输出并联双正激交叉动态磁平衡拓扑

说明书

技术领域

本实用新型为了解决低VDSS MOS FET或低VCEO IGBT在三相逆变焊机中的应用。

背景技术

由于中低耐压(≤600V)的功率MOS FET器件的导通电阻相对较小，中低耐压的IGBT则比耐高压器件(≥900V)有更大的导通电流与开关速度。所以，为了能采用600V左右耐压的大功率晶体管做三相380V供电的逆变电源，人们采用了三电平拓扑，错相串联拓扑等方法来解决这个问题。然而在采用图1串联拓扑时，原边由两个双管单正激电路叠加串联而成，副边则采用整流后并联输出方式，如A相主变与B相主变的性能参数的一致性偏差较大，则1/2Vcc+270V中点电压的漂移会增大，从而导致A相单元与B相单元的主功率管承受到的电压不平衡，影响电路的可靠性，严重时会出现主功率管击穿炸毁的问题。而三电平拓扑存在线路结构复杂，制作成本高等问题。

实用新型内容

本实用新型采用输出整流后并联的双正激交叉动态磁平衡拓扑，使得A相与B相两个主变压器的性能偏差减至最小，从而有效地保障了中点电压的平衡性能，提高了电路的工作可靠性。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

输出并联双正激交叉动态磁平衡拓扑，是三相逆变焊机中两个错相串联的变压器A相与B相的相位差是180°，A相与B相的输出副边绕组分别通过二极管DA1、DA2、电感LoA及二极管DB1、DB2、电感LoB在电容Co上并联，最后并联输出直流电压给负载，其特征在于：将A相主变与B相主变的原边驱动绕组NP回路都先通过对方的去磁绕组NF回路再沟通联接，使A相主变与B相主变的正向驱动电流互为镜像反馈，从而使两个变压器的性能差异被校正到允许的最低值。

基本工作原理大致与现有电路相同，唯一不同的是A相和B相主变的原边绕组中分别再串入了来自对方变压器的“加速复位”绕组，而输出端则与现有的整流后并联方式完全相同。具体接法描述(以A相为例)：A相变压器的上臂开关管的输出(E或S)不直接接A相变压器的原边同名端，而是先接对方变压器(B相变压器)的复位绕组(NF)的同名端，通过对方变压器的复位绕组后，从复位绕组的另一端输出，再接至自己驱动变压器(A相变压器)的同名端输入，而B相主变电路的接法则与A相完全类似，这样每相主变在功率管的开通周期内，除了给自身输出提供能量之外，还分别给对方变压器的磁复位提供了“加速复位”的能量，从而使两相主变之间互相形成“镜像反馈”，使A相变压器与B变压器的性能差异被校正到允许的最低值，提高了两路变压器的平衡特性。

本实用新型的优点是A相单元与B相单元的主功率管承受到的电压平衡，不影响电路的可靠性，不会出现主功率管因电压分配不均而导致的击穿炸毁的问题。

附图说明

图1为典型的错相串联双正激拓扑线路图，

图2为本实用新型的并联双正激交叉动态磁平衡拓扑线路图。

具体实施方案

下面是对本发明作出的详细说明：

图1是常规的串联双正激拓扑模式，当A相与B相主变完全一致时，串联中点的动态工作电压将一直维持在1/2VA+540V、VB+270V中点电压上。但实际批量生产时，即使采用严格的质量控制规范与制作工艺，两个主变的性能仍然是有一定的差别的。如图2所示，同时在本实用新型中，A相与B相的相位差是180°，A相与B相的输出副边绕组分别通过DA1、DA2、LoA及DB1、DB2、LoB在Co上并联，最后输出直流电压给负载。在实际工作过程中由于DA1、DA2、LoA及DB1、DB2、LoB的不一致性，也将导致A相与B相主变的输入性能差别，从而引起VB+270V中点漂移。为此本发明采用全新的串联双正激交叉动态磁平衡拓扑，见图2，将A相主变与B相主变的原边驱动回路都通过对方的去磁绕组NF回路再沟通联接，这样由于串联回路的工作电流完全相等，在A相主变正常工作(正激输出)时，通过B相的NF绕组对B相主变也提供了一个加速磁复位的去磁电流；同样在B相主变正常工作时，通过A相的NF绕组也对A相主变提供一个加速复位的去磁电流，由于A组主变与B组主变互相之间引入了对方提供的去磁信号而互为“镜像反馈”，使A相主变与B相主变的磁能偏差得到“抵消校正”，从而大大提高了A组主变与B组主变输出功率的平衡性能，使实际动态工作时，因A相与B相主变差异引起的中点电压漂移获得了较好的抑制，保障了中点电压的稳定，从而使600V左右耐压的功率晶体管在三相380V供电的逆变电源中成功可靠地应用，取代了传统的三电平拓扑结构。