[发明专利]电流型控制开关稳压器及其操作控制方法

说明书

技术领域

本发明涉及在宽输入/输出电压范围以及宽频率范围内操作的电流型控制开关稳压器。

背景技术

通常，已经广泛使用电压型控制开关稳压器。电压型控制开关稳压器根据输入电压和参考电压之间的电压差来对开关元件执行PWM控制，由此稳定输出电压。但是，由于电压型控制开关稳压器检测来自输出电压的返回信号，因此其对输出电压的波动的响应速度较慢，并且放大输出电压和参考电压之间的电压差的误差放大电路的相位补偿变得复杂。

作为解决这些不足的技术，已经在许多情况下使用电流型控制开关稳压器。然而，已知当PWM控制的执勤周期(on-duty cycle)超过50％时，电流型控制开关稳压器引起次谐波振荡(subharmonic oscillation)，并且失去控制。因此对PWM控制执行斜坡补偿(slope compensation)来防止次谐波振荡。

图1是显示电流型控制开关稳压器的示例的电路图，其中该电流型控制开关稳压器具有执行这样的斜坡补偿并呈现降压(step down)开关稳压器的电路。

在图1中，当开关晶体管105导通时，将电力提供到电感器104、平滑电容器102以及负载101。当开关晶体管105截止时，在电感器104以及平滑电容器102中积累的能量被提供到负载101。电流/电压转换电路106具有电阻Rsense并且输出通过利用电阻Rsense将馈送到电感器104的电流iL转换为电压而获得的所转换的电压Vsense(＝Rsense×iL)。

此外，振荡电路110产生并输出预定的参考时钟信号CLK以及预定的锯齿波电压Vramp。累积器108通过将锯齿波电压Vramp与所转换的电压Vsense相加来执行斜坡补偿，并且将结果(作为斜坡电压Vs)输出到PWM比较器107的正相输入端。误差放大器电路115放大参考电压Vref以及通过分压输出电压Vout获得的分压Vfb之间的电压差，并且将所产生的误差电压Ve输出到PWM比较器107的反相输入端。PWM比较器107将误差电压Ve与斜坡电压Vs进行比较。当误差电压Ve超过斜坡电压Vs时，PWM比较器107重置RS锁存电路112来截止开关晶体管105。因此，电感器电流iL的峰值电流值依赖于误差电压Ve。

在稳压输出电压Vout时，PWM比较器107在分压Vfb大于参考电压Vref时降低误差电压Ve来降低输出电压Vout。此外，PWM比较器107在分压Vfb小于参考电压Vref时升高误差电压Ve来升高输出电压Vout。

为了防止上述的次谐波振荡，需要执行斜坡补偿，使得在开关晶体管105截止时，斜坡电压Vs的倾斜变为电感器电流iL的倾斜的一半或更多。

具体地，在图1中，假设电感器104的电感是L，通过下面的公式(a)获得在开关晶体管105导通时电感器电流iL的倾斜diL/dt。此外，通过下面的公式(b)获得在开关晶体管105截止时电感器电流iL的倾斜diL/dt。

diL/dt＝(Vin-Vout)/L                 ...(a)

diL/dt＝-Vout/L                      ...(b)

当锯齿波电压Vramp的倾斜是斜坡补偿Iramp时，通过下面的公式(c)获得此时的斜坡补偿。

Iramp＞Vout/2/L×Rsense              ...(c)

注意，在升压(step up)开关稳压器，公式(a)、(b)和(c)分别由下面的公式(d)、(e)和(f)表示。

diL/dt＝Vin/L                        ...(d)

diL/dt＝-(Vout-Vin)/L                ...(e)

Iramp＞(Vout-Vin)/L/2×Rsense        ...(f)